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22 mars 2013
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Alimentation stabilisée, régulée, à découpage

partie (3/4)

analyse chiffrée un rendement déplorable
découpage secondaire le circuit PWM
découpage primaire un rendement élevé
modulation d'impulsion le principe
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alimentations à découpage

analyse chiffrée

Examinons une alimentation classique telle celle rappelée ci-dessous.



Ainsi qu'on l'a déjà mentionné l'alimentation linéaire classique n'a pas un rendement élevé. Prenons un exemple concret, supposons qu'il s'agisse d'une alimentation fournissant une tension de 12V et un courant de 17A, soit environ 200W, avec un transistor en série. Admettons que le réseau soit 240V ± 10%. Pour 240 V on peut considérer que la chute de tension VCE du transistor est environ 5V (soit 85W de dissipé sur son collecteur qu'il faudra donc refroidir efficacement). Si le secteur est en excès de 10% ce seront alors près de 94W qui seront perdus dans le transistor.

Dans le pont de diodes et la capacité de filtrage on aura environ 40W de perdus (0.7V de chute par diode et 2 diodes passantes en série à chaque instant, avec 17A plus le courant de charge de la capacité de filtrage).

Le transformateur n'a pas non plus un rendement de 100% et consomme une trentaine de watts, auxquels il faut ajouter quelques watts supplémentaires consommés dans le reste du dispositif.

On arrive ainsi à une perte de l'ordre de 170 W pour une puissance utile de 200W soit un rendement de 54% ce qui est plutôt médiocre et oblige à surdimensionner tous les éléments

On a donc cherché des solutions plus efficaces.

découpage secondaire


Dans cette structure la différence essentielle par rapport à l'alimentation classique tient au fait qu'entre le transistor ballast et la diode zener on a remplacé le transistor de commande par un circuit PWM (pulse width modulation) c'est à dire un circuit générant des impulsions à une fréquence fixe, mais dont la largeur est modulable. Cette fréquence se situe entre 20kHz et 120kHz, typiquement 70kHz. et le transistor ballast va fonctionner en tout ou rien à cette fréquence.

Le fonctionnement est le suivant : En terme de rendement le gain est limité. Le rendement atteint tout au plus 68%.

découpage primaire

Une meilleure solution consiste à procéder au découpage côté primaire et à inclure de même le pont de diodes au primaire. C'est ce qu'on appelle un convertisseur "forward".



Notons si le secteur est de 240V qu'aux bornes du condensateur C1 on aura 340V. Ce montage présente divers avantages : les courants dans le pont de diodes et le transistor sont évidemment plus faibles d'où une déperdition d'énergie réduite. Cependant il nécessite un enroulement de démagnétisation, quelques diodes supplémentaires, un transistor devant supporter une tension inverse de 680V lorsqu'il est bloqué (340 aux bornes de C1 et autant ramenés au primaire par le secondaire) en outre il faut un transformateur fonctionnant à 70kHz.

Le rendement atteint 83%

On peut imaginer d'autres solutions utilisant deux transistors montés en push-pull ou à demi-pont facilitant le filtrage (la fréquence est alors doublée) et simplifiant le transformateur. En contre partie un tel dispositif implique une parfaite symétrie et une commande séparée des deux transistors.



Le fonctionnement est le suivant : avec = ton/T rapport cyclique et n = ns/np rapport de transformation Aux bornes de l'inductance



en fin de période de conduction dans l'inductance on a ILmax = I0 + dIL/2 soit au primaire ILmax/n et donc ICmax = im+ ILmax/n Le courant magnétisant im est évacué via D3 et les deux enroulements doivent être identiques sous peine de voir le noyau magnétique se saturer au bout de quelques périodes. Il faut alors faire = 0.5, si les enroulements sont différents on aura différent de 0.5.

En toute rigueur il faut Viton = Vm(T - ton) où Vm est la tension au primaire pendant le blocage du transistor Vm est différent de Vi si le nombre de spires des deux enroulements sont différents, et = Vm/(Vi + Vm). Mais attention si par exemple Vm = 2Vi la tension aux bornes du transistor bloqué devient Vm + Vi = 3Vi soit 1020V !



La figure ci-dessus montre, sur la courbe du haut, l'évolution du courant lequel est en moyenne égal à I0. Pendant la phase de conduction du transistor il est égal à I0 + ID1 et pendant la phase de blocage il est I0 - ID2. Les formes des variations ID1 et ID2 dans l'inductance (agrandies) sont données sur les diagrammes suivants.

modulation d'impulsion

La figure ci-dessous montre le principe du modulateur d'impulsion.


Un oscillateur génère un signal sinusoïdal à fréquence fixe ( 70kHz ici ) et ce signal constitue l'une des entrées d'un comparateur dont l'autre entrée est l'écart (amplifié) entre la tension V2 de sortie souhaitée( proportionnelle à Vref) et la tension réelle V2 obtenue. Si l'écart est nul la sortie du comparateur est à 1 très exactement la moitié du temps et s'il est différent de zéro la sortie du comparateur sera à 1 plus ou moins longtemps selon l'amplitude de l'écart. Le dispositif logique n'a pour but que de générer une impulsion de sortie bien rectangulaire, mais il n'a aucune influence sur sa durée qui est définie par le comparateur.



La figure montre sur un exemple simulé comment le niveau de l'écart influe sur la largeur des impulsions

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